|
218 управляющий сигнал , в результате на выходе вычитателя будем иметь разностьввиде: , (4.118) где энергетический спектр сигналов приема на (i+1) временном интервале; амплитудно – фазовый спектр параметров канала связи. Структурная схема, изображенная на рисунке 4.28, и равенства (4.117) и (4.118) используют один порождающий процесс. Это сделано с одной целью, чтобы показать, что в том случае компенсации сигналов приема не будет. В реальных системах связи сигналы приема формируются своим передающим устройством [39]. Из выражения (4.117) и (4.118) следует, что для восстановления формы сигналов приема необходимо устранить влияние управляющего коэффициента . Для этого необходимо достроить структуру основного канала обработки таким образом, чтобы в дополнительно введенных узлах произошло полное восстановление сигналов приема. Передаточная характеристика компенсатора ОКМ-1 равна [6, 149] , (4.119) где ; Z – изображение управляющего коэффициента. Из теории цифровой фильтрации [149] и основ автоматического управления [6] величина равна: . (4.120) В дальнейшем будем называть нерекурсивный цифровой фильтр, который осуществляет компенсацию эхосигналов прямой структурой (ПС). Аналогично, структуру, с передаточной характеристикой назовем взаимно обратной структурой (ВОС). )( 11 jki )()()( 11111 jkYjkjkY iii )()()( 11111 jkGjkSjkY КСii )( 1jkGKC )( 1jki 1 1. )(1)( ZZZН ОКМкомп Tj eZ )(Z 1 1. ZН ОКМкомп 1 1 1. )(1 1 )( ZZ ZН ОКМкомп 1 1. )(ZН ОКМкомп |
Из равенства (1.38) следует, что на выходе вычитателя сигналы приема присутствуют в виде разнбсти. При '“этомсигналы приема на (i-1) временном интервале оказались промодулированы в • соответсгвилсо значением управляющего коэффициента gj (jk©,). Аналогичная ситуация будет не/(+1) временном интервале. В дополнительном канале обработки будет сформирован управляющий сигнал M-i-ы (jkco1). в результате на выходе вычитателя будем иметь разность в виде Yi+1(jk©,) ii+1(jkco1) • Y/jk©,) , (1.39) где Yi+1(jk©1) = S1+1(jk©1)-GKC(jk©,) амплитудно фазовый спектр сигналов приема на (i+1) временном интервале; GKc(jk©i) амплитудно фазовый спектр параметров канала • связи. Структурная схема, изображена на рисунке 1.22 и равенства (1.38) и (1.39) используют один порождающий процесс. Это сделано с одной целью, чтобы показать, что в том случае компенсации сигналов приема не будет. В реальных системах связи сигналы приема формируются своим передающим устройством_/39/. Из выражения (1.38) и (1.39) следуётТчто для восстановления формы сигналов приема необходимо устранить влияние управляющего коэффициента ^(jkOj). Для этого необходимо достроить структуру основного канала обработки таким образом, чтобы в дополнительно введенных узлах произошло полное восстановление сигналов приема. Передаточная характеристика • компенсатора ОКМ-1 равна/6,149/ Нкомп.ОКМ-1 (Z) = 1-i(Z)Z , (1.40) где Z=ei(oT; n(Z) —Z изображение управляющего коэффициента. Из теории цифровой фильтрации /149/ и основ автоматического управления /6/ величина НКОмп.окм (Z)’1 равна Н 1 l-^Zj-Z"1комп.ОКМ-1 (Z)"1 (1.41) В дальнейшем будем называть нерекурсивный цифровой фильтр, который осуществляет компенсацию эхо сигналов лрямпй структурой(ПС). Аналогично, структуру, с передаточной характеристикой НКОмп.окм (Z)'1 назовем взаимно обратной структурой (ВОС). Из выражения (1.40) и (1.41) следует 48 |