Проверяемый текст
Малинкин, Виталий Борисович. Повышение помехоустойчивости принимаемых сигналов на основе модифицированных фильтров Калмана в относительных компенсационных методах (Диссертация 2003)
[стр. 220]

220 Действительно, при С<1 передаточную характеристику взаимно обратной структуры можно представить в виде: , (4.124) где М количество отводов нерекурсивной цепи.
Если М , то амплитудно частотная характеристика рекурсивной и нерекурсивной цепей будет одинаковой.
Однако, фазо-частотная характеристика нерекурсивной цепи всегда линейна, что нельзя сказать про рекурсивную цепь.
При выборе величины «М» нужно руководствоваться величиной погрешности, определяемой как: ,
(4.125) где наперед заданная величина погрешности.
Структурная схема компенсатора, состоящая из двух нерекурсивных цепей показана на рисунке
4.30.
При работе такой структуры следует иметь ввиду то, что прямая структура работает с частотой следования частотных выборок, т.е.
.

Взаимно обратная структура обязана работать в «М» раз быстрее, т.е.
с частотой .

Увеличение частоты обработки во взаимно обратный структуре является эквивалентной платой за реализацию взаимно-обратный структуры в виде нерекурсивной цепи.

Так как для компенсации эхосигнала на i том тактовом интервале используются две предыдущие оценки, мы вправе записать три рабочие функции такого алгоритма.

Рассмотрим процессы, происходящие в дополнительном цифровом тракте, формирующем сигналы управления для эхокомпенсатора, работающего без защитного временного интервала более подробно.
Пусть в качестве дополнительного цифрового тракта используется цифровой фильтр верхних частот с передаточной характеристикой, равной: nn M n n i i CZZ ZCZ )(1 )(1 1 1 1 2 1 1 )(1 )(1 1 nn M n n i i CZZ ZCZ 1 1M
[стр. 50]

1 1-^(Z)CZ~' м = i + £a"(z)-z/7=1 •С” (1.45) где М количество отводов нерекурсивной цепи.
Если М-»°° , то амплитудно частотная характеристика рекурсивной и нерекурсивной цепей будет одинаковой.
Однако, фазо частотная характеристика нерекурсивной цепи всегда линейна, что нельзя сказать про рекурсивную цепь.
При выборе величины «М» нужно руководствоваться величиной погрешности, определяемой как:
1 Й=1 < £ (1.46) где 8 наперед заданная величина погрешности.
Структурная схема компенсатора, состоящая из двух нерекурсивных цепей показана на рисунке
1.24.
При работе такой? структуры следует иметь ввиду то, что прямая структура работает с) частотой следованиячастотных выборок, т.е.

он.
Взаимно обратная структура обязана работать в «М» раз быстрее, т.е.
с частотой
Мон.
Увеличение частоты обработки во взаимно обратный структуре является эквивалентной платой за реализацию взаимно обратный структуры в виде нерекурсивной цепи.

Информационный сигналы щ (Z) Рисунок 1.24 Структура компенсатора ОКМ первого порядка, использующая две нерекурсивные цепи.
Во втором разделе проведен анализ поведения компенсатора ОКМ первого порядка, найдены основные его характеристики: величина собственного шума и время сходимости.
50

[стр.,51]

Из теории адаптивной цифровой фильтрации известно, что качественные характеристики можно улучшить, используя для этих целей адаптивные цифровые фильтры более высокого порядка /149/.
Синтезируем алгоритм компенсатора ОКМ второго порядка.
Для компенсации эхо сигналов П} (z) будут использованы две оценки rij-i(z) и П-2(г).
На рисунке 1.25 приведена структура подобного компенсатора.
Рисунок 1.25 Структура компенсатора ОКМ второго порядка.
Так как для компенсации эхо сигнала на i том тактовом интервале используются две предыдущие оценки, мы вправе записать три рабочие функции такого алгоритма.

щг)=я1(2).ад Д(2)=Я1(г)-Я2(г)-Д.-2(г) Д(г)=^Я1(г)-Д_1(г)+-Я1(г).Я2(г).Д.2(г) Из первого уравнения найдем величину Hi(z) и подставим во второе уравнение.
(1.47) 51

[Back]