|
260 На рисунке 5.5 представлены кривые сходимости ЦФВЧ второго порядка, а на рисунке 5.6 – кривые сходимости ЦФВЧ четвертого порядка С помощью билинейного преобразования характеристики компенсаторов, реализуемых во временной области, были пересчитаны в соответствующие аналоговые прототипы. На рисунках 5.7 и 5.8 приведены соответственно характеристики АЧХ и ФЧХ ОКМ-1 при различных значениях коэффициента передачи аттенюаторов во взаимно обратной цепи. При значениях «С», отличных от единицы, наблюдается нелинейность АЧХ и ФЧХ подобного компенсатора. При С = 1 коэффициент передачи частотно независим, а ФЧХ – линейна, так как в этом случае прямая и взаимно обратная структура зеркально – симметричны. Для уменьшения амплитудно-частотных и фазо-частотных искажений необходимо использовать сигнал управления, позволяющий минимизировать величину величину среднеквадратической ошибки [112]. При использовании такого подхода учитываются корреляционные связи между отсчетами сигнала недокомпенсации и отсчетами принимаемого сигнала. Однако алгоритм разделения направлений передачи и приема при этом усложняется. При использовании компенсатора ОКМ-2, АЧХ и ФЧХ которых изображены соответственно на рисунках 5.9 и5.10, стоит такая же задача уменьшения амплитудно-частотных и фазо-частотных искажений (АЧИ и ФЧИ). На рисунке 5.11 приведены кривые сходимости компенсатора второго порядка. Высокая скорость передачи информации в современных системах связи достигается за счет различных приемов, среди которых важную роль играет компенсация эхосигналов [187]. Поэтому разработка средств, обеспечивающих проведение исследований, проводимых при проектировании эхокомпенсаторов, является актуальной задачей. В работе [188] представлены виртуальные инструменты, которые дают возможность разработчикам связного оборудования проводить исследования адаптивных устройств компенсации эхо-сигналов. Рассматриваются примеры использования этих инструментов. Подавление эхо-сигналов, как правило, осуществляется с помощью адаптивных фильтров. В качестве алгоритмов адаптивной фильтрации обычно используется простейший с |
Из (4.2) можно определить количество реализаций № р, необходимое для получения оценки Рошс точностью е и достоверностью а /91/. АТ А Р'ош^ ~~ Рош) 1УТР ~ 1а ' 2 . (4.3) Так как Р ош — величина, которую необходимо оценить при испытаниях, то в нашем случае можно поступить следующим образом. В качестве Р ош в формуле (4.3) использовать значения вероятности ошибки для идеального неискажающего канала с белым шумом, которая будет определять верхнюю границу для №77>. Рассчитаем в связи с этим необходимое количество испытаний А/ тр для а £ 0,95, ( t a = 1,96) относительной величине пофешности — = 0,2 и трех знаР.,ш чениях мощности белого шума (Уфя,при которых величина вероятности ошибки в неискажающем канале будет равна соответственно 0,032, 0,0074, 0,00021. Подставляя данные значения в (4.3) получим /V, = 3140,N2= 13300, N,=480000. Учитывая, что скорость передачи в обоих направлениях выбрана 1200 бит/с, то время анализа будет равно Tj >3 сек, Т 2 >12 сек, Т3 >400 сек. Исходя из вышеприведенных расчетов время анализа в каждом испытании выбрано равным 10 мин. 4.4 Экспериментальное исследование разработанных эхо-компенсаторов С помощью билинейного преобразования характеристики компенсаторов, реализуемых во временной области, были пересчитаны в соответствующие аналоговые прототипы. На рисунках 4.1 и 4.2 приведены соответственно характеристики АЧХ и ФЧХ ОКМ-1 при различных значениях коэффициента передачи аттенюатора во взаимно обратной цепи. При значениях «С», отличных от единицы наблюдается нелинейность АЧХ и ФЧХ подобного компенсатора. При С = 1 коэффициент передачи частотно —независим, а ФЧХ линейна, так как в этом случае прямая и взаимно обратная структура зеркально симметричны. Для уменьшения амплитудно-частотных и фазо-частотных искажений необходимо использовать сигнал управления, позволяющий минимизировать величину среднеквадратической ошибки /112/. При использовании такого подхода учитываются корреляционные связи между отсчетами сигнала недокомпенсации и отсчетами принимаемого сигнала. Однако алгоритм разделения направлений передачи и приема при этом усложняется. При использовании компенсатора ОКМ-2, АЧХ и ФЧХ которых изображены соответственно на рисунках 4.3 + 4.4, стоит такая же задача уменьшения амплитудно-частотных и фазо-частотных искажений (АЧИ и ФЧИ). 125 |