|
53 После окончательной настройки адаптивного фильтра величина неподавленного эхосигнала представляет сферу с величиной дисперсии, равной В [45] показано, что наибыстрейшая сходимость процесса настройки получается при величине коэффициента усиления Однако, при больших величинах N остаточная среднеквадратичная ошибка прямо пропорциональна мощности принимаемого сигнала и обратно Кодер Модуляция и фильтрация Умножитель Комплексный адаптивный фильтр Σ1 Преобразователь Гильберта Σ2 Exp(jwg T n/m) 1/Т m/Т Рисунок 2.4 – Информационно-управляемое устройство подавления эхосигналов с использованием предварительной модуляции |
Кодер ь» Модуляция и фильтрацияь» Преобразователь Гильберта m/T Рисунок 1.4 Информационно-управляемое устройство подавления эхо-сигналов с использованием предварительной модуляции В информационно-управляемых фильтрах управление ведется передаваемыми информационными символами, следующие с частотой 1/Т с т-1 нулевыми значениями между соседними отсчетами сигнала. В данном случае адаптивный фильтр работает как «т» независимых адаптивных фильтров, каждый из которых вырабатывает выходной сигнал с периодом Т, при этом выходные сигналы мультиплексируются во времени. Для определения скорости сходимости можно сделать анализ работы одного подобного фильтра с частотой дискретизации 1/Т. Как указывалось выше, перед передачей информационные символы подвергаются кодированию и скремблированию, поэтому!v спектр входного сигнала адаптивного фильтра явдяется-раеномерным. Для данного конкретного случая скорость сходимости зависит только от числа отводов адаптивного фильтра, функции плотности 21 вероятности амплитуды передаваемого сигнала и величины шага приращения р.В [19] приведено аналитическое выражение, позволяющее рассчитать среднеквадратическую мощность рассогласо> вания отвода Е{ а (п+1) >[1-4хмА + ХМ2(В + 4(N 1 )А2)] Е{ а(п)2} + +2xp2NAE{W(X)2}, (1.1) где о( ) дисперсия отвода, N число отводов, 2А среднее значение квадрата модуля элементов комплексных данных, В среднее значение модуля элементов комплексных данных, возведенных в четвертую степень, . х=1 для комплексных сигналов ошибки, • Х= 1/2 для вещественных сигналов ошибки, E{W(X)2}мощность принимаемого сигнала. Выражение (1.1) для расчета дисперсии ошибки включает не только шумовую компоненту, но и дисперсию принимаемого сигнала. При анализе полагают , что принимаемый сигнал некоррелирован с передаваемым сигналом. Чтобы обеспечить это требование, обычно для каждого направления используют различные образующие полиномы. После окончательной настройки адаптивного фильтра величина неподавленного эхо-сигнала представляет сферу с величиной дисперсии, равной • 2 р ■ N • А • Е {>r(T)2j Е(а(»)2}= ----------------------------------------. 4А-р(В + 4 ■ (N 1) ■ А2) , (1.2) В /19/ показано, что наибыстрейшая сходимость процесса настройки получается при величине коэффициента усиления 2 А Ропт = ---------------------------------B + 4(N-1)A2 (1.3) Однако, при больших величинах N остаточная среднеквадратичная ошибка прямо пропорциональна мощности принимаемого сигнала и обратно пропорциональна величине A. Этс^в свою • очередь, увеличивает неподавленный эхосигнал до мощности принимаемого сигнала. Данное положение приводит к тому, что величину р опт приходится уменьшать до р<« р опт, тем самым существенно увеличивается время сходимости процесса настройки. Дан22 |