|
54 пропорциональна величине А. Это, в свою очередь, увеличивает неподавленный эхосигнал до мощности принимаемого сигнала. Данное положение приводит к тому, что величину опт приходится уменьшать до 1 опт, тем самым существенно увеличивается время сходимости процесса настройки. Данное обстоятельство приводит к тому, что подобная система может отслеживать малые изменения параметров канала связи. Для протяженных каналов связи характерно появление так называемого электрического эха, обусловленного неидеальной работой используемых дифференциальных систем. Для борьбы с этим явлением адаптивные информационно-управляемые фильтры выполняют двухсекционными. Первая секция адаптивного фильтра компенсирует так называемый (ближнее эхо) передаваемый сигнал, непосредственно проникающий на вход приемного устройства через собственную дифференциальную систему. Вторая секция адаптивного фильтра вырабатывает оценку эхосигнала в зависимости от подключенного канала связи. Между ближним и дальним эхосигналами имеется временной промежуток, называемый гладкой задержкой, величина которой может изменяться от нескольких миллисекунд до нескольких секунд при использовании составного спутникового канала связи [20]. Степень подавления сигналов собственного передатчика в тракте приема должна составлять не менее 60 дБ. Для реализации этой задачи требуются многоразрядные умножители и регистры, позволяющие осуществлять операцию свертки в реальном масштабе времени. Не менее сложной является задача разделения речевых сигналов двух направлений. Если цифровой сигнал при случайном характере поступления нулей и единиц имеет детерминированную составляющую, включая его длительность и форму, то при передаче речевых сообщений передаваемый сигнал – случайная функция. Можно лишь говорить о распределении передаваемого сигнала и его дисперсии. Сложность устройства подавления эхосигнала определяется четырьмя основными параметрами: максимальным |
вероятности амплитуды передаваемого сигнала и величины шага приращения р.В [19] приведено аналитическое выражение, позволяющее рассчитать среднеквадратическую мощность рассогласо> вания отвода Е{ а (п+1) >[1-4хмА + ХМ2(В + 4(N 1 )А2)] Е{ а(п)2} + +2xp2NAE{W(X)2}, (1.1) где о( ) дисперсия отвода, N число отводов, 2А среднее значение квадрата модуля элементов комплексных данных, В среднее значение модуля элементов комплексных данных, возведенных в четвертую степень, . х=1 для комплексных сигналов ошибки, • Х= 1/2 для вещественных сигналов ошибки, E{W(X)2}мощность принимаемого сигнала. Выражение (1.1) для расчета дисперсии ошибки включает не только шумовую компоненту, но и дисперсию принимаемого сигнала. При анализе полагают , что принимаемый сигнал некоррелирован с передаваемым сигналом. Чтобы обеспечить это требование, обычно для каждого направления используют различные образующие полиномы. После окончательной настройки адаптивного фильтра величина неподавленного эхо-сигнала представляет сферу с величиной дисперсии, равной • 2 р ■ N • А • Е {>r(T)2j Е(а(»)2}= ----------------------------------------. 4А-р(В + 4 ■ (N 1) ■ А2) , (1.2) В /19/ показано, что наибыстрейшая сходимость процесса настройки получается при величине коэффициента усиления 2 А Ропт = ---------------------------------B + 4(N-1)A2 (1.3) Однако, при больших величинах N остаточная среднеквадратичная ошибка прямо пропорциональна мощности принимаемого сигнала и обратно пропорциональна величине A. Этс^в свою • очередь, увеличивает неподавленный эхосигнал до мощности принимаемого сигнала. Данное положение приводит к тому, что величину р опт приходится уменьшать до р<« р опт, тем самым существенно увеличивается время сходимости процесса настройки. Дан22 ное обстоятельство приводит к тому, что подобная система может отслеживать малые изменения параметров канала связи. Для протяженных каналов связи характерно появление так на> зываемого электрического эха, обусловленного неидеальной работой используемых дифференциальных систем. Для борьбы с этим явлением адаптивные информационно-управляемые фильтры выполняют двухсекционными. Первая секция ^адаптивного фильтра компенсирует так называемое ближнее эхо передаваемый сигнал, непосредственно проникающий на вход приемного устройства через собственную дифсистему. Вторая секция адаптивного фильтра вырабатывает оценку эхо-сигнала в зависимости от подключенного канала связи. Между ближним и дальним эхо-сигналами имеется временной промежуток, называемый гладкой задержкой, величина которой может изменяться от нескольких миллисекунд до нескольких секунд при использовании составного спутникового канала связи • * /20/. Степень подавления сигналов собственного передатчика в тракте приема должна составлять не менее бОдБ. Для реализации этой задачи требуются многоразрядные умножители и регистры. позволяющие осуществлять операцию свертки в реальном масштабе j17 времени. Не менее сложной является задача разделения речевых сигналов двух направлений. Если цифровой сигнал при случайном характере поступления нулей и единиц имеет детерминированную составляющую: его длительность и форму, то при передаче речевых сообщений передаваемый сигнал случайная функция. Можно лишь говорить о распределении передаваемого сигнала и его дис( Персии. Сложность устройства подавления эхо-сигнала определяется * четырьмя основными параметрами: максимальным уровнем передаваемого сигнала, минимальным уровнем принимаемого сигнала, требуемым значением защищенности, сложностью адаптивного фильтра. Данные требования приводят к тому, что у адаптивного j фильтра должно быть сотни отводов. Данное обстоятельство требует только цифровой реализации подобных компенсаторов, так как аналоговая реализация приведет к появлению дополнительных паразитных шумов. Если сигналы двух направлений аналоговые, то/ требуются многоразрядные преобразователи АЦП и ЦАП.__ В зависимости от того, как производйтсяПвычитание эхосигнала в аналоговом или цифровом виде, возможны несколько вариантов их выполнения. Все структуры ориентированы на обработку ф вещественного сигнала/21/. Первая из подобных схем приведена на рисунке 1.5. 23 |