|
пет необходимости в демодуляции сигнала ошибки. В силу того, что данная структура обрабатывает только вещественный сигнал, то отпадает необходимость в половине операций обработки. Сигнал ошибки в данном случае является чисто вещественным, следовательно, корректировка отводов становится проще. Однако, эквивалентной платой за подобное упрощение структуры является малая скорость сходимости процесса настройки. В информационно-управляемых фильтрах управление ведется передаваемыми информационными символами, следующие с частотой 1/Т с m-I нулевыми значениями между соседними отсчетами сигнала. В данном случае адаптивный фильтр работает как «т» независимых адаптивных фильтров, каждый из которых вырабатывает выходной сигнал с периодом Т, при этом выходные сигналы мультиплексируются во времени. Для определения скорости сходимости можно сделать анализ работы одного подобного фильтра с частотой дискретизации 1/Т. Как указывалось выше, перед передачей информационные символы подвергаются кодированию и скремблированию, поэтому спектр входного сигнала адаптивного фильтра является равномерным. Для данного конкретного случая скорость сходимости зависит только от числа отводов адаптивного фильтра, функции плотности вероятности амплитуды передаваемого сигнала и величины шага приращения р.В [19] приведено аналитическое выражение, позволяющее рассчитать среднеквадратическую мощность рассогласования отвода Е{ст(п+1) 2}=[1-4хцА + xj.i2(B + 4(N 1)А2)] -Е{ а(п)2} + +2xp,2-N-A-E{W(X)2}, (1.1) где а(-) дисперсия отвода, N число отводов, 17 |
Передаваемые двоичные сигналы кодируются и скремблируются с помощью кодера. Далее передаваемый двоичный сигнал мо* дулируется и фильтруется с помощью формирующего передатчика. Одновременно двоичный сигнал поступает в комплексный адаптивный фильтр, управляемый передаваемым сигналом . поскольку он кодируется в комплексную форму перед модуляцией. Так как устройство подавления воздействует на линейный принимаемый сигнал . то после адаптивного фильтра должен бьггь предусмотрен модулятор, работающий на несущей частоте передатчика. При этом предусмотрена интерполяция передаваемого сигнала, так как частота дискретизации увеличена в “т° раз. Для выработки комплексного сигнала ошибки адаптивного фильтра используется сигнал недокомпенсации с выходов двух сумматоров, . при этом на сумматор 1 линейный принимаемый сигнал преобразу* ется с помощью преобразователя Гильберта . Назначение комплексного адаптивного фильтра: сформировать копию низкочастотного эквивалента эхо-сигнала. Интерполирующий фильтр восстанавливает вещественный линейный сигнал из выборок с периодом “Т/m” в непрерывный сигнал, подготовленный для повторной дискретизации в приемном устройстве. Данная операция необходима из-за того, что частота дискретизации на передаче и приеме одинаковы. Существует более детальное техническое решение, реализующее вышеуказанный принцип /19/. При передаче двоичной информации информационные элементы кодирования имеют несколько дискретных уровней. Таким образом, если комплексный адаптивный фильтр использует цифровую линию задержки, то она требует малое количество разрядов, * поэтому структура у множителей достаточно проста. В модуляторе операции умножения также можно упростить, если выбрать несущую частоту wc и скорости передачи системы кратными тт/2. В этом случае операции умножения вырождаются на “0” и “±1”. Масштабируя на 42 и сдвигая сигнал на “тт/4” получают умножение на “±1”. Эта операция часто встречается в ряде форматов модуляции /18А__ Если переставить порядок операций модуляции и адаптивной фильтрации, то получаем структуру, изображенную на рисунке 1.4. Для данной структуры несущую частоту и скорость передачи сигналов выбирают кратной тт/2 и операции умножения в комплексном адаптивном фильтре вырождаются в суммирование/вычитание. Помимо этого нет необходимости в демодуляции сигнала ошибки. В силу того, что данная структура обрабатывает только вещественный * сигнал, то отпадает необходимость в половине операций обработки. Сигнал ошибки в данном случае является чисто вещественным, следовательно, корректировка отводов становится проще. Однако, эквивалентной платой за подобное упрощение структуры является малая скоростьсходимости процесса настройки. 20 Кодер ь» Модуляция и фильтрацияь» Преобразователь Гильберта m/T Рисунок 1.4 Информационно-управляемое устройство подавления эхо-сигналов с использованием предварительной модуляции В информационно-управляемых фильтрах управление ведется передаваемыми информационными символами, следующие с частотой 1/Т с т-1 нулевыми значениями между соседними отсчетами сигнала. В данном случае адаптивный фильтр работает как «т» независимых адаптивных фильтров, каждый из которых вырабатывает выходной сигнал с периодом Т, при этом выходные сигналы мультиплексируются во времени. Для определения скорости сходимости можно сделать анализ работы одного подобного фильтра с частотой дискретизации 1/Т. Как указывалось выше, перед передачей информационные символы подвергаются кодированию и скремблированию, поэтому!v спектр входного сигнала адаптивного фильтра явдяется-раеномерным. Для данного конкретного случая скорость сходимости зависит только от числа отводов адаптивного фильтра, функции плотности 21 вероятности амплитуды передаваемого сигнала и величины шага приращения р.В [19] приведено аналитическое выражение, позволяющее рассчитать среднеквадратическую мощность рассогласо> вания отвода Е{ а (п+1) >[1-4хмА + ХМ2(В + 4(N 1 )А2)] Е{ а(п)2} + +2xp2NAE{W(X)2}, (1.1) где о( ) дисперсия отвода, N число отводов, 2А среднее значение квадрата модуля элементов комплексных данных, В среднее значение модуля элементов комплексных данных, возведенных в четвертую степень, . х=1 для комплексных сигналов ошибки, • Х= 1/2 для вещественных сигналов ошибки, E{W(X)2}мощность принимаемого сигнала. Выражение (1.1) для расчета дисперсии ошибки включает не только шумовую компоненту, но и дисперсию принимаемого сигнала. При анализе полагают , что принимаемый сигнал некоррелирован с передаваемым сигналом. Чтобы обеспечить это требование, обычно для каждого направления используют различные образующие полиномы. После окончательной настройки адаптивного фильтра величина неподавленного эхо-сигнала представляет сферу с величиной дисперсии, равной • 2 р ■ N • А • Е {>r(T)2j Е(а(»)2}= ----------------------------------------. 4А-р(В + 4 ■ (N 1) ■ А2) , (1.2) В /19/ показано, что наибыстрейшая сходимость процесса настройки получается при величине коэффициента усиления 2 А Ропт = ---------------------------------B + 4(N-1)A2 (1.3) Однако, при больших величинах N остаточная среднеквадратичная ошибка прямо пропорциональна мощности принимаемого сигнала и обратно пропорциональна величине A. Этс^в свою • очередь, увеличивает неподавленный эхосигнал до мощности принимаемого сигнала. Данное положение приводит к тому, что величину р опт приходится уменьшать до р<« р опт, тем самым существенно увеличивается время сходимости процесса настройки. Дан22 |