Проверяемый текст
Малинкин, Виталий Борисович. Повышение помехоустойчивости принимаемых сигналов на основе модифицированных фильтров Калмана в относительных компенсационных методах (Диссертация 2003)
[стр. 18]

2А среднее значение квадрата модуля элементов комплексных данных, В среднее значение модуля элементов комплексных данных, возведенных в четвертую степень, Х= 1 для комплексных сигналов ошибки, Х~ 1/2 для вещественных сигналов ошибки, л E{W(X) } мощность принимаемого сигнала.
Выражение (1.1) для расчета дисперсии ошибки включает не только шумовую компоненту, но и дисперсию принимаемого сигнала.
При анализе полагают, что принимаемый сигнал некоррелирован с передаваемым сигналом.
Чтобы обеспечить это требование, обычно для каждого направления используют различные образующие полиномы.
После окончательной настройки адаптивного фильтра величина
неподавлешюго эхо-сигнала представляет сферу с величиной дисперсии, равной И 2 M N E \ w { x )2\\ 1 1 ' 4 A ^ ^ t { B + 4 ( N 1 ) А Г) (1'2) В /19/ показано, что наибыстрейшая сходимость процесса настройки получается при величине коэффициента усиления 2 • А Мо"т B + 4 { N l ) (13) Однако, при больших величинах N остаточная среднеквадратичная ошибка прямо пропорциональна мощности принимаемого сигнала и обратно пропорциональна величине А.
Это, в свою очередь, увеличивает неподавленный эхосигнал до мощности принимаемого сигнала.
Данное положение приводит к тому, что величину р опт приходится уменьшать до
\Х\ 18
[стр. 22]

вероятности амплитуды передаваемого сигнала и величины шага приращения р.В [19] приведено аналитическое выражение, позволяющее рассчитать среднеквадратическую мощность рассогласо> вания отвода Е{ а (п+1) >[1-4хмА + ХМ2(В + 4(N 1 )А2)] Е{ а(п)2} + +2xp2NAE{W(X)2}, (1.1) где о( ) дисперсия отвода, N число отводов, 2А среднее значение квадрата модуля элементов комплексных данных, В среднее значение модуля элементов комплексных данных, возведенных в четвертую степень, .
х=1 для комплексных сигналов ошибки,
• Х= 1/2 для вещественных сигналов ошибки, E{W(X)2}мощность принимаемого сигнала.
Выражение (1.1) для расчета дисперсии ошибки включает не только шумовую компоненту, но и дисперсию принимаемого сигнала.
При анализе полагают , что принимаемый сигнал некоррелирован с передаваемым сигналом.
Чтобы обеспечить это требование, обычно для каждого направления используют различные образующие полиномы.
После окончательной настройки адаптивного фильтра величина
неподавленного эхо-сигнала представляет сферу с величиной дисперсии, равной • 2 р ■ N • А • Е {>r(T)2j Е(а(»)2}= ----------------------------------------.
4А-р(В + 4 ■ (N 1) ■ А2) , (1.2) В /19/ показано, что наибыстрейшая сходимость процесса настройки получается при величине коэффициента усиления 2 А Ропт = ---------------------------------B + 4(N-1)A2 (1.3) Однако, при больших величинах N остаточная среднеквадратичная ошибка прямо пропорциональна мощности принимаемого сигнала и обратно пропорциональна величине A.
Этс^в свою • очередь, увеличивает неподавленный эхосигнал до мощности принимаемого сигнала.
Данное положение приводит к тому, что величину р опт приходится уменьшать до
р<« р опт, тем самым существенно увеличивается время сходимости процесса настройки.
Дан22

[Back]