|
технических характеристик Синтезируем алгоритм эхо-компенсатора второго порядка при работе в частотной области. При синтезе такого алгоритма следует учесть такой факт, что для компенсации эхо-сигнала на i-том временном интервале необходимо использовать оценки эхо-сигналов на (i-1) и (i-2) временных интервалах, взятых непосредственно из канала связи. Структурная схема эхо-компенсатора второго порядка, использующая для своей работы оценки эхо-сигналов, взятых непосредственно из канала связи, изображена на рисунке 3.12. Для синтеза алгоритма необходимо найти значения передаточных характеристик управляющих четырехполюсников H](z) и H2(z). Для этого воспользуемся рабочими функциями нашего алгоритма: П , (z) Н ,{z)П7_, (z) tf,(z ) = t f 2(z)-tf,_2(z) П, (z) 0,5 ■Н, (z) •П,_х(z) + 0,5 • Н 2(z) •П,_7(z)J где П (z), rii i(z), TTi.i(z) z изображения оценки эхо-сиг налов на i-том, (i-1) и (i-2) временных интервалах соответственно; H(z) и Hj(z) z изображения передаточных характеристик первого и второго управляющих четырехполисников. Из уравнения (2.1) следует: Я , (z ) = П , О ) / Я ( z) H 2(z) = n , ( z ) / П,_2(z)J Передаточные характеристики передающего устройства и переходного затухания дифференциальной системы имеют произвольные значения. Для определения значений Hj(Z) и H2(Z) будем полагать, что Н ц р д ф Н n epex.(^) ^ • 2.2 Синтез структуры компенсатора второго порядка и анализ его (2.1) (2.2) 41 |
2.3 Синтез и анализ компенсатора второго порядка В предыдущем разделе разработана и исследована структура компенсатора первого порядка, реализованная в частотной области. Скорость сходимости у такого компенсатора примерно на два порядка выше аналогичного параметра у компенсатора первого порядка, реализованного во временной области. Из подраздела 2.2 видно, что скорость сходимости у компенсаторов, реализованных во временной области можно увеличить, усложнив при этом структуру обработки. Синтезируем алгоритм эхо-компенсатора второго порядка при работе в частотной области. При синтезе такого алгоритма следует учесть такой факт, что для компенсации эхо-сигнала на i-том временном интервале необходимо использовать оценки эхо-сигналов на (i-1) и (i-2) временных интервалах, взятых непосредственно из канала связи. Структурная схема эхо-компенсатора второго порядка, использующая для своей работы оценки эхо-сигналов, взятых непосредственно из канала связи, изображена на рисунке 3.12. Для синтеза алгоритма необходимо найти значения передаточных характеристик управляющих четырехполюсников H\(z) и H2(z). Для этого воспользуемся рабочими функциями нашего алгоритма: n ,( z ) = H l ( z ) n i,,(z) n ,( z ) = H 7(z )-n ,_ 2(z) , (2.63) П ,(г) = 0,5 •Я ,(z) •Я ,.,(z) + 0,5• Я 2(z) •П ,.г(z) где И* (z), rij.i(z), Пм(г) z изображения оценки эхо-сигналов на i-том, (i-1) и (i-2) временных интервалах соответственно; 74 Hi(z) и H2(z) z изображения передаточных характеристик первого и второго управляющих четырехполисников. Из уравнения (2.63) следует: H 2(z) = n,(z)/n,_2(z)\ (2.64) Передаточные характеристики передающего устройства и переходного затухания дифференциальной системы имеют произвольные значения. Однако, эти характеристики характерны для линейных четыркхполюсников. Следовательно, соотношение (2.64) справедливо для любых линейных четырехполюсников. Данное соотношение справедливо и для случая, когда передаточные характеристики передающего устройства и переходного затухания дифсистемы равны Н п р д (г ) = Н nepex.(z) = 1. (2.65) В этом случае структурная схема эхо-компенсатора второго порядка с цепями управления будет выглядеть следующим образом (рисунок 3.13) Рисунок. 3.13 — Прямая структура эхо-компенсатора при исключении передатчика и дифсистемы Аналогично выражению (2.63) рабочая функция нашего алгоритма будет равна S , ( z ) = Я , ( z ) £ , ( * ) S , ( z ) = H 2( z ) S l_2(z) •. (2.66) 5 , (z) =0,5 •Я , (z) •S,_x(z) +0,5 •Я 2(z) • (z) 75 |