Проверяемый текст
Левин, Дмитрий Николаевич. Эхо-компенсация в цифровых телекоммуникационных системах обработки информации (Диссертация 2004)
[стр. 49]

Из рисунка 2.3 видно, что прямая и взаимно-обратная структура зеркально-симметричны.
Как и в предыдущих структурах компенсаторов в прямой структуре при умножении
(/—l) и (/"“ 2) блоков не управляющие коэффициенты H }(jkco}) и H 2(jkco]) производится преобразование значений расчетов эхо-сигналов таким образом, что n i ( jk 6 ) l )= Н } (jkco, )• Л ( j kco, ) L (2.22) п i{jko)} )= Н 2 {jko ),)■ П i_2 ( j k со, ) На выходе вычитателя в случае отсутствия сигналов приема будет иметь следующий результат n ^ j k c o ^ j H ^ j k c o ^ n ^ j k c o ^ ^ H ^ j k m ^ n ^ k c o ^ Y O (2.23) Справедливость выражения (2.23) объясняется законом относительности, вышеизложенным текстом.
В случае присутствия сигналов приема сумма двух изображений на i-том блоке обработки поступает на первый вход вычитателя.
В первом накопители данного компенсатора хранится соответствующая сумма двух изображений на
(/—l) блоке обработки.
Аналогично, во втором накопителе будет храниться соответствующая сумма на
(i-2 ) блоке обработки.
Результат вычитания на выходе прямой структуры будет равен
[П,01щ)+¥10 к щ )]~ х Н }0кщ)х[ хя20 м ) х[п(-20 м )+ ^ -20М )]= = п ,( М ) \ Н\Ь м ) х УнЬ м ) ^ H 2(jkco,)XY._2(jkco{) (2.24) Из выражения (2.24) следует, что на выходе вычитателя прямой структуры наблюдается разность между z-тым блоком сигналов приема и двух предыдущих блоков.
Зеркальносимметричная взаимно-обратная структура восстанавливает форму принимаемого сигнала.
После М блоков обработки
49
[стр. 81]

Модули управляющих коэффициентов рассчитаем следующим образом нЛка')= ls-Xh ' \Р ы (ka)i Л н Р*.
гУксоЛ (2.82) Оценим требуемое количество операций умножений при формировании управляющих коэффициентов.
Для формирования Н х[jkw{) требуется вычислить четыре стандартных процедуры БПФ и три операций деления.
КажN дая операция БПФ требует -r-log2N операций умножения.
Общее количество операций умножения (деления) при расчете управляющих коэффициентов будет равно N (2.83)L = 2 х 4 * — lo g 2 N + 3 N где Nобъем выборки.
При реализации компенсатора второго порядка к величине Z требуется добавить операции умножения, которые требуются в прямой и взаимнообратной структуре.
Требуемое количество комплексных умножений равно 2N.
Аналогично во взаимнообратной структуре требуется также 2N операций умножений.
Тогда общее количество операций умножений при реализации компенсатора второго порядка будет равно L£ = 4 A 4 o g 2 j V t K W (2.84) Из рисунка 2.12 видно, что прямая и взаимно-обратная структура зеркально-симметричны.
Как и в предыдущих структурах компенсаторов в прямой структуре при умножении ( /
1) и (*~2) блоков не управляющие коэффициенты Я ,(jkco}) и H 2{jkcox) производится преобразование значений расчетов эхо-сигналов таким образом, что п , ( j k сох) = Н , (j k (О,)■ П ( j k й), У n i(jka>,)=ff2(jk<»,yni_2(jk(У,) (2.85) На выходе вычитателя в случае отсутствия сигналов приема будет иметь следующий результат П ,(Д <у,) ■Я , (] к щ ) ■П (jkcox) ХН 2(jkcox) •П м (jk 0 (2.8б) 80

[стр.,82]

Справедливость выражения (2.86) объясняется законом относительности, вышеизложенным текстом.
В случае присутствия сигналов приема сумма двух изображений на i-том блоке обработки поступает на первый вход вычитателя.
В первом накопители данного компенсатора хранится соответствующая сумма двух изображений на
(*~ l) блоке обработки.
Аналогично, во втором накопителе будет храниться соответствующая сумма на (/
2) блоке обработки.
Результат вычитания на выходе прямой структуры будет равен
Из выражения (2.87) следует, что на выходе вычитателя прямой структуры наблюдается разность между i-тым блоком сигналов приема и двух предыдущих блоков.
Зеркальносимметричная взаимно-обратная структура восстанавливает форму принимаемого сигнала.
После М блоков обработки
по отношению к i-тому блоку на выходе сумматора взаимнообратный структуры будем иметь сигнал, равный В выражении (2.88) С-коэффициент передачи аттенюатора.
Второе слагаемое в выражении (2.88) быстро уменьшается.
В пределе его значение будет определятся величиной отсчета собственного шума.
Оценим скорость сходимости компенсатора второго порядка.
Данный компенсатор представляет собой N параллельно работающих цифровых фильтров .
Так как преобразования сигналов в прямой и взаимно-обратной структурах взаимно-симметричны, то для вычисления скорости сходимости воспользуемся структурой неадаптивного цифрового фильтра второго порядка.
Исследуем процесс компенсации постоянной составляющей при прохождении через цифровой фильтр верхних частот.
Для облегчения решения такой задачи исследование проведем во временной области.
На рисунке (2.15) представлена модель одной ячейки компенсатора второго порядка.
В силу того, что ПС и ВОС являются зеркально-симметричными, то исследование процесса сходимости можно произвести при [п,Оч)+У.ОкЩ)]-^хЯ!ОчМц.I{]кщ)+^-,(/*“1)]“ х Я 20 '^ ) х [ ц .
2(у '^ )+ ^ 2(У^ч)] = (2.87) \ / (2.88) Я , ( * ) = Я 2(*) = 1.
(2.89) 81

[Back]